基于FPGA的優(yōu)化SVPWM IP核
葉文，李膺
(重慶科技學(xué)院，重慶400050)
摘要：基于FPGA，提出r一種優(yōu)化SVPWMIP核的電路實(shí)現(xiàn)方案，并通過r硬件測(cè)試。結(jié)果表明，借助簡單的接口設(shè)計(jì)，微處理器就可憑借此IP核在0．1—800 Hz基波頻率范圍內(nèi)，實(shí)現(xiàn)三相交流電機(jī)變頻調(diào)速控制功能。此IP在有效降低功率器件開關(guān)損耗的同時(shí)，也大幅度降低了對(duì)處理器速度的要求，且處理器軟件設(shè)計(jì)簡單。
關(guān)鍵詞：FPGA；電壓矢量脈寬調(diào)制；正弦脈寬調(diào)制；開關(guān)損耗；優(yōu)化
中圇分類號(hào)：TM34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1004—7018(2008)01—0021—04
0引 言
SVPWM算法因輸出電流諧波含量小、數(shù)字化容易等特點(diǎn)在高性能系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用[1]，但其數(shù)百nS的數(shù)據(jù)處理要求，迫使系統(tǒng)必須采用高速的USP甚至是雙DSP來滿足控制要求。結(jié)合FPGA數(shù)據(jù)處理速度高的特點(diǎn)，本文提出了一種在FPGA基礎(chǔ)上以純硬件方式實(shí)現(xiàn)交流電機(jī)SVPWM調(diào)速控制的電路方案，它能有效降低系統(tǒng)對(duì)MCU／DSP速度的要求并使軟件設(shè)計(jì)大大簡化。采用此IP核，常用的8位MCU(如51系列)就能滿足交流電機(jī)SVPwM開環(huán)變頻調(diào)速的控制要求。
1 SVPWM算法
SVPWM算法又稱磁鏈追蹤型PWM法。它是從交流電機(jī)的角度出發(fā)，以三相正弦電壓驅(qū)動(dòng)時(shí)電機(jī)定子形成的理想磁鏈圓為基準(zhǔn)，研究如何控制逆變器的開關(guān)模式，才能使逆變器輸出電壓所形成的磁鏈更接近理想磁鏈圓[1]。其中，主要涉及：
1．1參考電壓矢量合成
逆變器同一橋臂上的功率器件呈互補(bǔ)的開關(guān)狀態(tài)，故三相逆變器6個(gè)功率器件有2 3，共8種工作狀態(tài)，令E橋臂器件導(dǎo)通為“1”，關(guān)斷為“0”，則這8種工作狀態(tài)可記為U0(000)、U 1(001)、U 2(010)、U 3(011)、U 4 (100)、U 5(101)、U 6(110)和U 7(111)，如圖1所示。其中包括6個(gè)幅值相等  相位互 差60。的非零電壓矢量(U1～U6)和2個(gè)幅值為零的零電壓矢量(U。，U7)，6個(gè)非零電壓矢量將理想的圓形磁鏈等分成I～Ⅵ，共6個(gè)扇區(qū)。用以產(chǎn)生圓形磁鏈的參考電壓矢量(Uref)，可根據(jù)“面積等效”原則，用上述8個(gè)電壓矢量中的一個(gè)或幾個(gè)合成獲得，常用的有三段矢量合成法，即由其所處扇區(qū)的兩個(gè)相鄰的非零電壓矢量和零電
壓矢量合成[2]，如圖2所示。 設(shè)Uref位于扇區(qū)I，則有：
上式中，Uref、U、4U6以及T、t4、t6分別為參考電壓矢量、扇區(qū)I的非零電壓矢量及作用時(shí)間；t0、t7為零電壓矢量(U0，U7)作用時(shí)間。
以Uref旋轉(zhuǎn)方向定向，相位超前電壓矢量為Ux滯后為Uy，作用時(shí)間分別為Tx、Ty，Mod為幅度調(diào)制比。由于非零電壓矢量沿αβ軸對(duì)稱分布，則各扇區(qū)內(nèi)電壓矢量作用時(shí)間的一般表達(dá)式如表l所示。
1.2電壓矢量產(chǎn)生
因矢量作用效果僅和其持續(xù)時(shí)間有關(guān)，為降低電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，通常將各矢量分二次產(chǎn)生。此外為降低功率器件開關(guān)損耗，采用電壓矢量每次切換僅有一相功率器件的狀態(tài)發(fā)生變化的方式，確定各矢量的產(chǎn)生順序。依據(jù)上述原則所確定的各扇區(qū)矢量產(chǎn)生順序如表2所示。圖3為扇區(qū)I矢量產(chǎn)生情況，圖中△為PwM載波，U、V、W為三相功率器件的PWM控制信號(hào)。
1．3電壓空間矢量算法優(yōu)化
(1)降低諧波電流
減小PwM信號(hào)周期T，即提高系統(tǒng)采樣頻率有助于降低輸出電流中低次諧波，但其減小的程度受功率器件開關(guān)頻率限制。
(2)減少開關(guān)損耗
逆變器功率器件的開關(guān)損耗可表述為：
式中：Udc為功率器件的開關(guān)電壓；f(i)是開關(guān)電流的單調(diào)遞增函數(shù)；Fs是開關(guān)頻率；K是常量。對(duì)電壓型逆變器而言，直流側(cè)輸入電壓砜Udc是固定的，因此，開關(guān)損耗只與開關(guān)頻率Fs和開關(guān)電流i有關(guān)。
觀察圖2可發(fā)現(xiàn)：當(dāng)Uref從扇區(qū)Ⅵ旋轉(zhuǎn)到I時(shí)，其相鄰的非零電壓矢量U5(101)、U4(100)、U6(1lO)的U相皆為“l(fā)”，而當(dāng)Uref從扇區(qū)Ⅱ到Ⅲ以及從Ⅳ到V，相鄰非零電壓矢量的V和W相也相繼存在皆為“1”的現(xiàn)象。這給我們提供了降低功率器件開關(guān)頻率Fs的手段：在360。基波周期內(nèi)只用U7(111)作零矢量(即T7=T-Tx-Ty)，就可在不影響Uref合成效果的情況下，使U相功率器件在扇送Ⅵ和I內(nèi)上橋臂器件始終導(dǎo)通而下橋臂始終關(guān)斷，有120。的狀態(tài)“靜止”區(qū)域，在隨后的240。范圍內(nèi)V、W相功率器件也相繼進(jìn)入狀態(tài)“靜止”區(qū)域，如此，器件Fs降低l／3，開關(guān)損耗減少到原來的2／3：
與以上敘述相反，當(dāng)Uref從扇區(qū)Ⅲ到Ⅳ、從V到Ⅵ以及從I到Ⅱ，其對(duì)應(yīng)的非零電壓矢量的U、V、W三相相繼為“0”，故整個(gè)周期以U0(000)作零矢量也會(huì)取得和上述U7(111)作零矢量同樣的降耗效果。
在此基礎(chǔ)上，開關(guān)損耗的減少還可從降低開關(guān)電流i方面著手，即將上述“靜止”區(qū)域一分為二(即分別以U7或U0為零矢量)，使其在通過功率器件的電流為****值時(shí)出現(xiàn)，從而使功率器件的狀態(tài)切換避開電流峰值，達(dá)到降低開關(guān)損耗的目的。以驅(qū)動(dòng)交流電機(jī)時(shí)逆變器U相為例，其輸出電壓在Uref處于U4或U3電壓矢量位置時(shí)達(dá)到正、負(fù)峰值，隨后當(dāng)Uref進(jìn)入扇區(qū)I或Ⅳ時(shí)，其電流正、負(fù)峰值出現(xiàn)，那么在扇區(qū)I零矢量選U7而Ⅳ選U。，即可便u相器件在扇區(qū)I和Ⅳ進(jìn)入狀態(tài)“靜止”區(qū)域，實(shí)現(xiàn)狀態(tài)切換“避峰”，從而達(dá)到降耗的目的。此措施的降耗效果取決于對(duì)電流峰值時(shí)間預(yù)測(cè)的準(zhǔn)確性，從簡化問題角度考慮，零矢量切換時(shí)刻可按電機(jī)負(fù)載輕重劃分成：
(1)額定負(fù)載時(shí)交流電機(jī)功率因數(shù)cosΦ≥0.9，滿足cosΦ>O．8即Φ<36。，因而可選擇在Uref進(jìn)入扇區(qū)I或Ⅳ的時(shí)刻進(jìn)行切換，其改善效果在電機(jī)Φ=30。，cosΦ=O.866時(shí)****；
(2)空載或輕載時(shí)cosΦ低，則在Uref進(jìn)入扇區(qū)I或Ⅳ后半扇區(qū)的時(shí)刻進(jìn)行切換，降耗效果在電機(jī)Φ=60。，cosΦ=O．5時(shí)****。
以上分析同理也適用于V及W相。借助于對(duì)零電壓矢量的合理選用以及對(duì)其出現(xiàn)時(shí)刻的控制，我們可在不影響逆變器其它參數(shù)的情況下有效降低其開關(guān)損耗。為敘述方便，我們把Uref進(jìn)入扇區(qū)l或Ⅳ時(shí)進(jìn)行零矢量切換的SVPWM方法稱之為優(yōu)化SVPWM。
上述降耗措施在逆變器輸出基波頻率<2 Hz時(shí)，由于功率器件長時(shí)間“靜止”，自舉升壓類驅(qū)動(dòng)電路會(huì)產(chǎn)生供電電壓不足問題，在應(yīng)用時(shí)需加以注意。
2優(yōu)化SVPwM的FPGA／CPLD實(shí)現(xiàn)
表1中矢量作用時(shí)間的計(jì)算需使用浮點(diǎn)數(shù)，F(xiàn)P—GA的浮點(diǎn)數(shù)處理需占用大量的邏輯資源，在綜合考慮成本和控制精度需求后，本設(shè)計(jì)數(shù)據(jù)處理采用8位定點(diǎn)數(shù)完成。
考慮到實(shí)際應(yīng)用靈活、方便的要求，模塊應(yīng)具備與微處理器通信的功能，整個(gè)模塊框圖如圖4所示(虛線框內(nèi))。圖中PwM三角載波產(chǎn)生、PwM脈沖形成及互補(bǔ)脈沖輸出模塊的設(shè)計(jì)已有文獻(xiàn)[3]可供查詢，以下就重點(diǎn)介紹Uref合成和三相調(diào)制波產(chǎn)生的實(shí)現(xiàn)方法。
2 .l參考電壓矢量合成
由表1可知，Uref合成計(jì)算可分兩步完成：先經(jīng)正／余弦值計(jì)算及相關(guān)四則運(yùn)算得到x、y、z，由此再經(jīng)計(jì)算便可獲得T x、T y、和T 0，如圖5所示。圖5a中  sinphase為正弦相位寄存器，減去圖  后即為余弦相位，然后查表(ROM)求得相應(yīng)的正／余弦值，此值和調(diào)制比(Mod)以及  相乘后再經(jīng)右移圖  加加減等運(yùn)算即得到最終結(jié)果。另外，通過有限狀態(tài)機(jī)模塊(FSM)對(duì)多路輸入選擇器(Mux)以及多路輸出選擇器(DEMux)的控制，實(shí)現(xiàn)正弦表(ROM)和乘法器(Multi)的分時(shí)復(fù)用，從而達(dá)到了所有相關(guān)運(yùn)算共享同一個(gè)ROM和Multi的目的，節(jié)約了邏輯資源。無理數(shù)  采用8 bit定點(diǎn)數(shù)近似計(jì)算(誤差=百分之O．134)。 正弦ROM表中存放一個(gè)周期共計(jì)32(點(diǎn)／扇區(qū))×6(扇區(qū))=t92點(diǎn)、值為O 5Tin日的數(shù)據(jù)，T為PwM周期值=256，正弦相位sinphases在O～19l之間變化。
各扇區(qū)電壓矢量作用時(shí)間計(jì)算如圖5b所示。圖中扇區(qū)I、Ⅲ、V以U7零矢量，其余扇區(qū)以U0為零矢量，扇區(qū)號(hào)SNo:
2．2三相調(diào)制波
根據(jù)表2，此模塊將來自參考電壓矢量合成模塊的矢量作用時(shí)間Tx、Ty和T0轉(zhuǎn)換成三相功率器件的開關(guān)控制信號(hào)。優(yōu)化sVPwM下，在扇區(qū)I、Ⅳ時(shí)功率器件狀態(tài)切換時(shí)刻和矢量作用時(shí)間之間的關(guān)系如圖6所示。
結(jié)合矢量分二次產(chǎn)生的特點(diǎn)和PWM波形成原理，圖中狀態(tài)切換時(shí)間t。～t6中只需計(jì)算t。、t1、t2，其值隨u。旋轉(zhuǎn)而發(fā)生變化最終就形成用于生成PwM脈沖的u、r、Ⅳ三相調(diào)制波，其計(jì)算方法如表3所示。
3實(shí)驗(yàn)結(jié)果
以上述分析為基礎(chǔ)所設(shè)計(jì)的sVPwM模塊在Xilinx IsE缺省設(shè)置下的邏輯綜合結(jié)果為：模塊占用xc2S300E芯片60A，的BLOcKRkMs、百分之46的Exterllal IOBs以及百分之12的sucEs，****時(shí)鐘頻率是43．09 MHz，xc2 S=300E芯片內(nèi)有近百分之50邏輯資源剩余。圖7為M0delsim sE 6．0下sVPwM模塊形成的u相調(diào)制波和輸出至功率器件的PwM控制信號(hào)波形。
圖7中的u相調(diào)制波形狀呈正弦，三相PwM控制信號(hào)互差120。、寬窄隨調(diào)制波變化，這說明模塊所實(shí)現(xiàn)的算法是sVPwM控制算法；此外一個(gè)周期內(nèi)PWM脈沖具有兩段明顯的“靜止”區(qū)域，這正是優(yōu)化sVPwM算法所要求的。
基波頻率由O．1 Hz至800 Hz，在模塊輸出信號(hào)控制下電機(jī)定子側(cè)磁鏈運(yùn)動(dòng)軌跡如圖8所示(仿真工具為MATLAB 7．O／Sireulink和ModeIsim SE6．0)。圖形表明電機(jī)定子上所形成磁鏈運(yùn)動(dòng)軌跡較接近理想磁鏈圓，800 Hz時(shí)仍能保持12段步進(jìn)。
實(shí)際運(yùn)用中，因系統(tǒng)靈活性的需要，數(shù)字系統(tǒng)中通常由處理器和各種用戶模塊組成。圖9是利用xc2S300E：芯片中剩余邏輯資源，在芯片內(nèi)再嵌入一個(gè)32位“軟”處理器TSK．3000A后構(gòu)建的測(cè)試用單芯片可編程系統(tǒng)(s0Pc)，該系統(tǒng)消耗了芯片百分之95的sIflcEs：其中“軟”Mcu完成人機(jī)交互功能，負(fù)責(zé)將用戶運(yùn)行命令轉(zhuǎn)換成對(duì)sVPwM的控制命令(基波頻率、死區(qū)時(shí)間、啟／停等)并經(jīng)由接口送至sVPWM模塊，具體的變頻控制功能均由SVPWM模塊完成，與Mcu無關(guān)，系統(tǒng)對(duì)Mcu的要求大大降低。
在PwM載波頻率為15 kHz、死區(qū)時(shí)間取4¨s，驅(qū)動(dòng)120 w三相異步交流電機(jī)的實(shí)驗(yàn)條件下，采用一次平滑數(shù)據(jù)處理技術(shù)進(jìn)行數(shù)據(jù)采集，圖10是電機(jī)電壓和電流波形。電流諧波分析如圖l 1所示。實(shí)驗(yàn)表明，50 Hz輸出時(shí)，電機(jī)線電流的總諧波失真約 性、靈活性等方面有著Mcu／DsP無法比擬的優(yōu)越性。
基于FPGA設(shè)計(jì)的靈活性，以8位定點(diǎn)數(shù)實(shí)現(xiàn)的sVPwM計(jì)算能夠很方便地升級(jí)為12／16位，滿足更高性能變頻控制的要求。因此可以說基于FPGA的sVPwM為變頻器小型化提供了一個(gè)較好的解決方案。
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