異步電動機調速控制系統設計
景軍鋒1，康雪娟2
(1西安工程大學，陜西西安710048；2．西安航空技術高等專科學校，陜西西安710077)
摘要：運用正弦脈寬調制(SPWM)技術，以數字信號處理器(DSP)芯片TMS320LF2407為核心，輔以智能功率模塊IPM和其它外部器件，設計了一種通用異步電動機變頻調速系統。詳細介紹了系統的硬件設計，給出了硬件的設計方案。軟件控制程序主要由主程序和SPWM中斷服務程序組成。實驗結果表明：該實驗裝置結構簡單，控制精度高，輸出電流諧波失真小，有較強的實時性。
關鍵詞：TMS320LF2407A；IPM；交流異步電機；SPWM
中圖分類號：TM343 文獻標識碼：A 文章編號：1004-7018(2010)01-0057-04
0引言
PWM技術通過控制電壓脈沖寬度和電壓脈沖序列的周期以達到變壓和變頻的目的[1]。PWM控制技術分成四類，即等脈寬PWM法、正弦波PWM法(SPWM)、磁鏈跟蹤PWM法(SVPWM)和電流跟蹤PWM法等。集成SPWM電路構成的變頻調速系統以其結構簡單、運行可靠、節能效果顯著等突出優點以及先進的IGBT技術而得到廣泛應用。
現代PWM生成電路大多采用具有高速輸出口HSO的單片機及數字信號處理器(DSP)，通過軟件編程生成PWM。而德州儀器的TMS320LF2407控制器將實時處理能力和控制器外設功能集于一身，具有處理性能更快(30 MIPS)、外設集成度更高、程序存儲更大、A／D轉換速度更快等特點，對電機的數字化控制較為適用[2]。本文介紹了系統總體設計方案，用TMS320LF2407A作為主控芯片，實現了異步電動機變頻調速系統。實驗結果表明，該控制
系統具有硬件電路簡單、軟件編制容易、控制精度和可靠性高、實時性強等優點。
1系統總體硬件設計
整個系統硬件電路由控制電路、功率電路以及操作面板三部分組成。系統的硬件功能框圖如圖1所示。
1.1控制電路
控制電路以TI公司的電動機控制專用芯片TMS320LF2407A DSP芯片為核心，配以少量的74系列芯片和可編程邏輯器件。其主要作用是產生SPWM信號，該信號經34針的排線送至功率電路，用來驅動三相逆變器。兩個霍爾電流傳感器檢測交流異步電動機相電流的瞬時值，送人到DSP的AZD轉換模塊，光電脈沖編碼器(每轉輸出200個脈沖)檢測交流異步電動機的旋轉角位移以及轉子速度信號，經光耦隔離后接人DSP的捕獲單元，采用編碼
器的目的是檢測到異步電動機驅動的負載位置信息，由此可以對負載位置的進行控制。為了調試軟件的方便，還使用了具有上電、手動復位及電源電壓監控功能的復位芯片MAX825S。其電源部分由Dc—Dc電源模塊24 V轉5 V以及Ac—Dc電源模塊220 V轉±15 V組成，其中5 V電源除了給板子上的5 V芯片和光電編碼器信號隔離光耦的輸出側供電外，還經電源芯片TPS76833降匪后給整個板子提供3．3 V的電源。
1．2功率電路
功率電路的主要作用是在PwM信號的控制下對300 V直流輸入電壓進行逆變，逆變后的交流電壓用來驅動交流異步電動機。三相逆變器選用了日本三菱公司生產的第五代智能功率模塊PS21865。PS21865最突出的特點是P側的三只IGBT晶體管使用自舉電路作為各自的驅動電源，從而可以只用一個15 V電源作為P側的三只IGBT晶體管的控制電源。由于該15 V電源與P側的三只TGBT晶體管的發射極互相隔離，因而也可作為N側的三只IGBT晶體管的控制電源[3-4]。整個功率電路只需一個控制電源，與以前需要四個隔離電源的智能功率模塊相比，功率電路的結構簡化，體積也減小，可靠性比以前有所提高。
在變頻調速控制系統故障保護環節中，設置了主回路過壓、欠壓、過熱、過載、制動異常、光電編碼器反饋斷線等保護，故障信號由軟硬件配合檢測，一旦出現保護信號，通過軟件或硬件邏輯立即封鎖PwM驅動信號。
1．3電流檢測電路
電流檢測模塊是把三相定子電流轉換成相應的二進制代碼，以方便處理。系統采用萊姆公司生產的LEM霍爾電流傳感器模塊LA25-NP來檢測電流。LA25-NP是多量程的霍爾電流傳感器 [5].本文所用電機的額定電流為5 A，因而電流擋選用25A，LA25-NP后端采樣電阻為100Ω。采樣電阻可以由  來決定，其中V c為模塊電源電壓；VCE為晶體管飽和壓降；I s為輸出電流；R i為傳感器內阻。 LA25-NP的輸出是弱電流信號，必須將該電流信號轉換成電壓信號，且LA25一NP的輸出有正負方向的電流信號，其轉換得到的電壓信號也有正負，而TMS320LF2407A的片內A／D轉換器的輸人為0～3．3 V的電壓信號，因此需要比例調整和電平提升電路以及二階反相濾波器將正負極性的電壓信號轉換為TMs320LF2407A的A／D轉換器所需的單極性
電壓信號。比例調整和電平提升電路如圖2所示，采用運放作比例調整，同時取參考電壓Vref作為電平提升電壓，這樣可將前端-2．5～2．5 V的電壓提升到O～5 V。本系統選擇了MAKIM公司的MAX6225提供的2．5 V電壓作為參考，如圖3所示。
從圖2可以得到輸入信號Vin和輸出信號Vout的關系：
從上式可以看出，輸入信號Vin被Vout提升，而輸出的大小可以用比例系數k來調節(比例系數可以用可調電阻R8調整)，但是調整后的輸出信號Kout變為負值。為了使最終信號滿足TMS320LF2zt-07A的A／D采樣單極性電壓需要，濾波電路選擇二階反相濾波器，如圖4所示，這樣可以同時滿足濾波和消除等式Vout=-k(Vin+Vref)中負號的要求。將O-5 V的電壓通過10 kn和20 kn的電阻串聯分壓縮小至0～3．3 V，然后送至TMS320LF2407A的A／D轉換口ADINO、ADINl。當測得的量小于1．65 V時，說明電流是負的；反之則表明電流是正的。
1.4轉速和位置檢測電路
交流異步電動機的轉速是通過光電脈沖編碼器檢測的，電機轉速檢測的正確性和精度將直接影響系統的控制精度和穩定性以及電機的動態性能。當電機運行時，電機的軸帶動光電脈沖編碼器旋轉，有六路輸出，分別為A相、/A相、B相、／B相、z相、／z相，其中A相、/A相、B相、／B相用于測速，它們的相位差為90。，每轉一圈輸出1 024個脈沖，而z相、／z相脈沖為每轉一圈輸出一個脈沖，用于交流伺服系統中的定位。由于光電脈沖編碼器的輸出是差分輸出，而TMS320LF407A的編碼器接口不接收差分信號，所以必須把差分信號經過硬件電路處理才可以連接到TMS320IJ2407A的編碼器接口[6]。硬件處理電路如圖5所示。
2控制系統軟件設計
實現交流異步電動機的變頻調速有多種方案，本文采用傳統的恒壓頻(V/F)比、速度開環、位置閉環控制來實現變頻調速。sPwM脈寬計算程序的流程圖如圖6所示。
為了描述sPwM信號的生成原理，首先要引入步距的概念。在現實世界中，正弦函數值是隨角度連續變化的，即在O。～360。的范圍內有無窮多個角度值，正弦函數也有無窮多個值和角度值對應。但是在計算機中，卻無法實現上述連續過程，計算機只能產生與O。～360。之間有限個角度值對應的有限個正弦函數值。假設將O。～360。的范圍平均分成20個間隔，則每兩個間隔之間就相當于18。，如果讓計算機在每一個間隔內都輸出一個正弦值，即每隔18。就輸出一個值，則在360。的范圍內共有20個值。我們把上例中兩個間隔之間的角度稱為步距。在本文中，采用的sPwM控制方法是異步體調制法，即三角載波的頻率不變而正弦信號的頻率隨著使用要求在不斷變化的，因而載波比是在不斷變化的。而載波比就等于一個正弦周期內的脈沖數。當正弦信號的頻率在不斷變化時，其一個周期內產生的脈沖數也在不斷變化。即當正弦信號的頻率越商，其一個周期內產生的脈沖數就越少；當正弦信號的頻率越低，其一個周期內產生的脈沖數就越多。如果把脈沖比作上例中的間隔，即一個脈沖對應一個間隔，則脈沖數就決定了步距的大小。一個正弦周期內脈沖數越少，步距就越大；一個正弦周期內脈沖數越多，步距就越小。由此可見，計算機中產生正弦函數是采用跳躍式方法，將360。分成N步，每一步增加一個步距，并輸出一個函數值，當所有的步都走完時，就產生了一個周期內的所有函數值。在本次軟件設計中，載波周期設定為400μs，正弦信號的****頻率為100 Hz，對應的周期為l0 ms，此時的載波比就等于10 ms／00μs=25，即一個正弦周期內有25個脈沖。與正弦信號****頻率i00 Hz所對應的標幺值為65 636，即當正弦信號的****頻率為100Hz時，對應的步距為****值65 636／25=2 620。如果輸入頻率小于100Hz，可將與該輸入頻率對應的標幺值乘以****步距值2 620，以求得與該頻率對應的步距值。
在本文中，正弦值是通過查表的方式來獲取，正弦函數表是將0。～360。范圍平均分成256份，每一份就等于1．4O。，同時規定1。用十進制數182表示，這樣，1．41。就可用十進制數’256表示，即每相鄰兩份之間的間隔為十進制數256。由于這256個正弦函數值是存儲在DsP的Fiaskt ROI存儲器中，因此可以通過這每一個函數值的地址來獲得該函數值。
sPwM計算程序大約每400μs執行一次，在初始化程序中將正弦函數的角度值設為O。，以后，每循環一次就在前一次角度的基礎上增加一個步距。由于l。用十進制數182表示，這樣，正弦函數表的每兩份之問的間隔(1 41。)就可用256表示。步距是用16位寄存器來存儲的，其****值為十進制數65 535，而正弦函數表又被分成256份，假沒每次循環所增加的步距只相當于正弦函數表中的一步，即步距每次只增加256，這樣經過256次循環(相當于走過360。)后步距就增加到65 535，達到16位寄存器的****值，而65 535正好表示360。(65 535／182=360)。因而，如果再經過一次循環，增加一個步距，則就會因為溢出而只將最后一次循環時增加的步距保留下來，又重新開始一個新的正弦周期。
在求得與輸入頻率對應的步距后，將該步距除以256，得到的商就表示該步距相對于正弦函數表的表首多少步。例如：當步距為512時，就需要在正弦函數表中相對于表首走過2步；當步距為l 024時，就需要在正弦函數表中相對于表首走過4步；當步距為1 037時，仍需要在正弦函數表中相對于表首走過4步，這時，要將余數部分13丟掉。如果步距小于256，由于不足正弦函數表中的一步，所以本次循環與上一次循環求得的是同一個函數值。這樣，將以上求出的商加上正弦函數表的表首地址就得到正弦函數值在Flash ROM中的地址，根據此地址用DSP的查表指令TBLR就得到所需要的正弦函數值。用同樣的方法可求出V相、W相的正弦值。
在SPwM脈寬的計算過程中還需要知道調制度，可根據V/F曲線求得的輸出電壓值作為調制度M。可根據不對稱采樣法計算公式T=
其中Tc為三角載波周期[1]，分別計算u、y、形相的脈寬，根據這些脈寬值就可分別求出三個比較寄存器cMPRl、cMPR2、cMPPC；的值。
當程序首次被執行時，還需起動定時器l。為了保證載波周期為400μs，程序需要反復不斷地查詢周期中斷標志位，直到發生過周期中斷(周期中斷每400μs發生一次)，之后將周期中斷標志位清零，方可進行下一輪計算。至此，就完成了一輪SP—wM脈寬計算。
3結語
通過在一臺交流異步電動機上實驗，分別得到了sPwM相電壓、線電壓及線電流的波形圖，如圖7所示，其載波頻率為2．5 kHz，正弦調制波的頻率為50 Hz。
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