摘要：介紹了基于相移PwM的超聲波電機H橋控制電路結構，給出了控制電路的一種低成本實現方法，分析了其組成和工作原理。在此基礎上，從電路效率、變壓器輸出電壓諧波、電機端電壓幅值控制線性度等方面，分析了相移PwM—H橋電路與目前常用的推挽式電路的性能差異。經實驗驗證，該控制電路工作效果良好。
關鍵詞：超聲波電機：控制電路：相穆PwM；H橋；實驗
O引 言
超聲電機(usM)驅動電路有多種結構形式；目前，推挽式電路應用較廣。該類電路結構相對簡單，構成的usM運動控制裝置可以滿足許多應用場合的需求。但也存在一些缺點，如變壓器輸出電壓諧波含量高，電壓幅值控制線性度不理想等，不利于運動控制裝置性能的進一步提高。本文以旋轉型行波usM為例，介紹了基于相移PwM的H橋控制電路結構，給出了二相相移PwM控制信號發生器的一種低成本實現方法，并進行了實驗驗證，效果良好。
1基于相移PWM的H橋控制電路
圖l所示為本文所述超聲波電機H橋驅動控制電路的基本結構。圖中功率M0sFET開關器件Q1～Q8構成兩個H橋，在相移PwM控制信號PwMAl一PwMD2的控制下，將直流電壓轉換為高頻方波驅動電壓，通過升壓變壓器、串聯匹配電感分別驅動usM的A、B兩相壓電陶瓷片。串聯匹配電感可以有效地濾除方波驅動電壓中的高頻諧波成分，實現近似正弦波驅動。
對于H橋功率變換電路而言，常用的PwM控制方法是：上、下橋臂開關器件的PWM信號互補，位于對角線上的兩個開關器件的PwM信號相同，通過調節PwM控制信號占空比來改變輸出交流電壓幅值。采用這種控制方式，H橋輸出交流電壓的實際波形和幅值不僅取決于PwM控制信號占空比，而且與續流過程相關，即與其負載性質(感性或容性)相關。這導致輸出電壓諧波含量高，占空比一幅值調節特性隨負載性質變化而變化，帶來額外的控制非線性。
與上述方法不同，圖1所示電路采用相移PWM控制方法：所有開關器件的P鉺_M控制信號占空比固定為50％，(不計死區)，上、下橋臂開關器件的PWM信號互補。圖2給出了相移PwM控制信號的示意圖。
圖中信號標識與圖l一致。調節左、右橋臂開關器件PWM信號的相位差(如圖2所示β角)，可以改變輸出電壓脈沖的占空比，電壓幅值亦隨之改變。采用相移PwM控制方法，H橋輸出電壓波形僅由PWM控制信號決定，與負載性質及續流過程無關。
相移PwM控制信號發生器是圖1所示電路的主要環節之一。其實現可以有多種不同的方式：
①采用內含PwM單元的電機控制專用DsP芯片、通過軟件編程實現。但是，由于目前各個系列的DSP均是針對傳統電機應用場合設計的，其內置PwM單元自動生成的PwM信號都不是相移PWM。要利用這些DSP實現相移PwM，在一個PwM控制周期內需要多次響應中斷，占用大量計算時間，使DsP的計算能力無法更多地用于實現控制策略，限制了其控制功能的正常發揮。
②采用專用相移PwM控制芯片，如ucc3895等。這類功能芯片并不多見，而且都是為電源應用而設計的，只能給出驅動一個H橋的4路相移PwM控制信號，無法給出圖1電路所示uSM控制需要的兩個H橋協調控制的信號。因此，多芯片同步調節亦難于實現，且這些芯片中相移PwM控制信號發生器通常與其它功能單元集成在一起，難于單獨使用、調節。
本文針對uSM驅動應用需求，設計了一種低成本的二相相移PwM控制信號發生器電路，如圖3所示。該電路能夠產生用于控制二相H橋的8路相移PwM控制信號，二相相位差固定為90。，H橋輸出電壓頻率、幅值(脈寬)均可連續調節。
圖3中，ul是通用PwM芯片T1494。本電路中，僅利用T1494內置振蕩器為后續電路產生時鐘信號，未用其脈寬調節功能。TL494被設置為單端輸出模式，輸出脈沖信號占空比為****值。調節電位器R1，可連續改變輸出脈沖信號頻率。同時，Tf494振蕩器產生的鋸齒波(圖3中信號Osc)也被引出，用作相移調節。圖4為u1信號的實測波形。圖中chl為輸出脈沖信號，ch2為Osc。
圖3中6個D觸發器均為上升沿觸發器，且都用做二分頻，以產生所需的8路相移PwM控制信號。ul輸出脈沖信號用作D觸發器u4A的時鐘輸入，u4A輸出的分頻信號OuTA、OuTB分別連接至D觸發器u5A、u5B的時鐘輸入端，經二分頻得到輸出信號PwMAl、PwMA2、PwMBl及PwMB2，分別作為圖1中M0sFET Q1、02、05和Q6的柵極驅動信號。上述信號的時序關系如圖5所示。
參看圖1與圖2，為使得H橋輸出電壓幅值可調，圖1中Q3和Ql、Q5和Q7柵極驅動信號的相位差應可連續調節。這一相位差調節由圖3中的比較器U2A實現。【J2A的兩個輸入分別是前述鋸齒波信號0sc和來自電位器R5的比較電平。u2A的 輸出信號是與Osc同頻的脈沖信號，作為由與門u7c、u7D和D觸發器U4B構成的二分頻電路的輸入信號。考察圖4可以看出，當調節R5改變與鋸齒渡相比較的電平幅值時，比較器u2A輸出脈沖信號上升沿與lJ4A時鐘信號(亦即圖4中chl)，上升沿之間的相位差將隨之改變，由此實現相移PwM控制所需的相位移動。
由與門u7c、u7D和D觸發器Ij4B構成的二分頻電路，可以在實現分頻功能的同時，保證信號0uTA、0uTB和OuTc、OuTD之間具有確定的先、后時序關系。OuTc、OuTD分別連接至D觸發器u6A、u6B的時鐘輸入端，經二分頻得到輸出信號PwMcl、PwMc2、PwMDl及PwMD2，分別作為圖1中M0sFET Q3、Q4、Q7和Q8的柵極驅動信號。
u5B和u6B的D端輸入分別來自U5A、u6A的輸出，而不是各自的輸出值反饋，是為了實現多路PwM輸出信號之間的互鎖，以使它們之間具有確定的相位關系。單刀雙擲開關SXA和SXD用來改變二相H橋輸出信號的相位差，使之為+90°或一90°，對應于uSM的正轉或反轉。
該電路經實驗驗證，工作正常，效果良好。
圖6、圖7分別為相移PwM控制信號、變壓器輸出電壓及uSM端電壓實測波形。
2 性能對比
如前所述，uSM驅動控制電路有多種不同的結構形式；推挽式電路結構相對簡單，應用較廣。
下面從輸出電壓諧波、電路效率、輸出電壓幅值控制線性度等方面，對本文給出的相移PwM—H橋電路和推挽式電路進行性能對比。為使之具有可比性，實驗中使用同一臺uSM樣機，兩種電路采用同一組輸出變壓器及串聯匹配電感。因推挽式驅動需要，變壓器原邊繞有兩個相同的繞組，H橋電路只使用其中一個繞組。
1)變壓器輸出電壓諧波推挽式電路變壓器輸出電壓受續流過程影響，波形復雜，諧波含量高。圖8為推挽式電路實測變壓器輸出電壓、uSM端電壓波形。H橋電路波形已在圖7中給出，限于篇幅，此處不再給出。根據實測波形數據的計算表明，當PwM控制占空比均為30％時，推挽式電路變壓器輸出電壓的THD(總諧波失真)值約為H橋電路的2倍。當PwM控制占空比增大至50％，兩類電路的變壓器輸出電壓波形相同，均為占空比50％的交變方波。
對比圖7與圖8中的uSM端電壓波形可以看出，在使用相同匹配電感的情況下，由于H橋電路變壓器輸出電壓諧波含量低，其uSM端電壓正弦度明顯優于推挽式電路。這表明，H橋電路匹配電感的取值具有較大的自由度，有利于根據系統控制性能要求進行整體優化設計。
2)電路效率
推挽式電路需要4個M0sFET，相移PWM—H橋電路結構較推挽式電路復雜，需要8個MOs．FET，因而電路工作過程中的功率器件損耗較大。
另一方面，H橋電路變壓器輸出電壓及uSM端電壓諧波含量低，于是功率電路中諧波損耗減小。
圖9為兩種電路的效率實測曲線。當工作頻率較高，uSM轉速較低時，兩種電路的效率相當；隨著工作頻率降低，uSM轉速升高，H橋電路效率高于推挽式電路；當工作頻率趨近于uSM機械振蕩頻率時，H橋電路效率下降，推挽式電路效率略高于H橋電路。由于在uSM機械振蕩頻率附近，電機運行不穩，壓電陶瓷振幅過大易于破裂，所以uSM的實際運行頻率范圍通常設置為略低于機械振蕩頻率。在工作頻率范圍內，H橋電路效率特性優于推挽式電路。
3)電壓幅值控制線性度uSM的直接可控變量是其端電壓的頻率、幅值和相位差，可控變量的調節非線性表現為控制系統前向通道中的控制非線性，減弱這一非線性有利于提高uSM控制的動態性能。
H橋和推挽式電路的uSM端電壓幅值調節都是采用PwM技術實現；推挽式電路調節PwM控制信號的占空比，實際輸出電壓波形和幅值不僅取決于PwM控制信號，而且與續流過程有關。本文所述H橋電路則是通過信號的相位移動實現幅值調節，輸出電壓波形僅由PWM控制信號決定，與負載性質及續流過程無關。
圖10為兩種電路的實測占空比一uSM端電壓幅值調節特性。對于相移PwM．H橋電路，圖示占空比數值為由相位差β決定的變壓器輸出電壓占空比(參見圖2)。由圖10可見，H橋電路電壓幅值調節特性的線性度優于推挽式電路。
3結論
本文介紹了基于相移PWM的超聲波電機H橋控制電路，給出了二相相移PwM控制信號發生器的低成本實現方法，實際應用表明效果良好。本文對相移PWM—H橋控制電路與推挽式電路進行了性能比較，表明在電路效率、輸出電壓諧波、電壓幅值控制線性度等方面，相移PwM—H橋控制電路性能較好。
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