無刷直流電動機電流滯環跟蹤控制方法的研究
王興貴，黃志勇，孫宗宇
（蘭州理工大學，蘭州730050）
摘要：通過無刷直流電動機數學模型，分析了無刷直流電動機產生電磁轉矩波動的原因，在此基礎上，提出采用電流滯環跟蹤PWM控制方式來減小電磁轉矩的波動。最后分別從理論推導和實驗證明了采用電流滯環跟蹤PWM控制方式時輸出電流波形更接近理想的方波電流，減小了無刷直流電動機電磁轉矩的波動。
關鍵詞：無刷直流電動機；電流滯環跟蹤控制；電磁轉矩波動
中圖分類號：TM36+l 文獻標志碼：A 文章編號：1001-6848( 2010) 02-0051-03
0引l 言
無刷直流電動機( BLDCM)不僅具有傳統直流電動機良好的動、靜態調速性能，并且具有結構簡單、運行可靠、易于控制，無換相火花等優點，因而在現代工業領域中礙到了廣泛的應用。然而，目前應用PWM控制技術的BLDCM控制器多是電壓源型的。由于這類控制囂輸出的電流并不是理想方波電流，存在電磁轉矩波動不可克服的缺點。本文中提出采用電流滯環跟蹤PWM控制方法，通過直接控制檀電流以減小電動機電磁轉矩的波動。該控制方法具有轉矩波動小，電路簡單易實現，適用于高性能的伺服控制系統。
1 無刷直流電動機的數學模型
無刷直流電動機及其驅動電路拓撲結構如圖1所示。
假設三相繞組完全對稱，氣隙磁場為理想的方波；忽略齒槽、換相過程和電樞反應的影響；磁路不飽和，不計渦流和磁滯損耗等因素。則可以建立理想狀態下BLDCM數學模型如式(1)：
式中，Ua、Ub、Uc為三相繞組端電壓；ia、ib、ic為三相繞組電流；ea、eb、ec為三相繞組反電動勢；UN為中性點對地電壓；R、L為繞組等效電阻值和電感值；則可以建立電磁轉矩方程為：
2 電磁轉矩波動產生的原因
對于兩相導通三相六狀態無刷直流電動機，任一時刻總是兩相導通，如圖2所示。此時的電磁轉矩為：
電動機轉速方程為：
將式(4)、式(5)代入式(3)得：
由式(6)可知，電磁轉矩正比于相電流，因此假設電流為理想的方波電流，則電磁轉矩波動為零。然而實際情況下，由于電感的存在，使得相電流不能突變；而普通PWM調制方式，是通過調節輸出PWM波的占空比來調節輸出電壓的大小，而達到電動機調速的目的；這樣電流也就不一定為理想的方波電流，圖3為其輸出的A相相電流實驗波形。
由圖3可見，電動機A相導通期間，電流波形出現兩個較大尖峰。由式(6)可知，電流出現尖峰將導致電動機的電磁轉矩出現波動。為使輸出電流波形接近理想的方波電流，采用了電流滯環PWM控制策略，直接對BLDCM相電流進行控制。
3 電流滯環PWM控制方案的確定
電流滯環PWM控制是基于反饋控制的思想，使實際輸出電流圍繞著給定的電流信號做鋸齒形變化，與此同時，驅動電路輸出的電壓波形為不規則的PWM波。圖4所示為電流滯環跟蹤PWM輸出電流波形。
電流滯環跟蹤PWM的控制框圖，如圖5所示。當電動機A相中流過正相電流時，電流滯環比較環節根據檢測到的電流值控制開關管V，通斷；當電動機A相中流過反相電流時，控制開關管V的通斷，B、C相同理。從而實現無刷直流電動機電流滯環跟蹤控制的目的，此時定子繞組中流過的電流做鋸齒形變化。
4電流檢測電路
由上述分析可知，電流滯環跟蹤控制理論通過將實際輸出的電流值與給定電流值進行比較，從而控制各相功率開關管通斷動作。因此相電流檢測環節的精度就決定著該控制器的控制精度，圖6為該控制器電流檢測電路。
該檢測電路使用精密儀表放大器檢測主電路中串入的精密毫歐電阻兩端的電壓，進行差分放大，然后經過一級電壓跟隨器后送入單片機AD口。其中R4.R5將5v電壓分壓后，作為精密儀表放大器的參考電壓，即儀表放大器輸出電壓基準值。
5實驗和結果
通過對電流滯環跟蹤PWM調制方式的分析，可知滯環寬度越小，實際輸出電流波形越接近理想的方波。因此只要適當的選取滯環寬度，就可以得到較理想的電流波形，從而解決BLDCM的電磁轉矩波動的問題。圖7為系統框圖，整個系統采用方波型BLDCM做為控制對象，額定參數：額定電壓U=24 V；額定功率P=30 W；額定轉速n=3 200 r/min;轉子極對數p=2。控制核心采用電機專控單片機，逆變器采用傳統6開關拓撲結構，開關器件采用MOSFET。
圖8為電流滯環跟蹤PWM控制方式下A相電流輸出波形。從圖中可以看到，A相導通期間，不再有尖峰電流出現，而是趨予方波形狀。這樣也就消除了BLDCM由于尖峰電流而引起的電磁轉矩的波動。
6結論
本文通過采用電流滯環跟蹤PWM調制方式，使流過定子繞組中的電流更加接近理想的方波電流，消除了無刷直流電動機由于尖峰電流而引起的電磁轉矩波動現象。從而提高無刷直流電動機的控制性能。
|
