馬瑞卿，李穎，劉冠志(西北工業大學．陜西西安710129)
摘要：針對具有霍爾位置傳感器的無刷直流電機，以dsPIC30F2010為核心控制單元，給出了一種正弦波驅動無刷直流電動機的新方法。根據三相Hall位置信號所包含的位置和速度信息，獲得正弦調制波的周期和幅值，并利用不對稱規則采樣法生成六路SPWM信號。仿真和實驗結果顯示該方法能夠在低成本的前提下，實現正弦波驅動無刷直流電動機平穩運行.
關鍵詞：dsPIC30F2010；無刷直流電動機；Hall位置傳感器；正弦脈寬調制
中圖分類號：TM33 文獻標識碼：A 文章編號：1004—7018-2010-08—0011—04
0引言
無刷直流電動機以其良好的性能和長久的使用壽命在軍事、工業場合得到廣泛應用。方波驅動無刷直流電動機電路簡單，可選用廉價的轉子位置傳感器，因而驅動成本較低。而正弦波驅動元刷直流電動機在保證機械特性和轉矩特性不變的前提下，具有更低的轉矩紋波、更小的音頻噪聲、更優良的控制性能。
現有的正弦波驅動方法需要高分辨率的轉子位置傳感器(如光電編碼器)，使得系統設計復雜、成本較高。本文針對具有三相Hall位置傳感器的無刷直流電動機，以dsPIC30F2010為核心控制單元，設計了一種正弦脈寬調制波(SeWM)驅動無刷直流電動機的控制系統。該系統利用三相霍爾位置信號，通過合理的軟件算法，計算出正弦調制波的周期和幅值，并采用不對稱規則采樣法的數學模型生成六路SPgWl信號，通過CPLD進行故障綜合后控制三相全橋逆變器工作，實現無刷直流電動機的正弦波驅動。
用Hall轉子位置傳感器取代r傳統正弦波驅動中使用的高分辨率轉子位置傳感器，這種方法在保證正弦波驅動優良特性的前提下，有效降低了正弦波驅動的成本，將為正弦波驅動的應用拓展更大的空間。
1系統硬件設計
以3對極三相星形六狀態工作的無刷直流電動機為控制對象，原理框圖如圖1所示。
1 1控制單元設計
本系統以微芯(Microchip)公司生產的dsPlC30F2010為核心控制單元。dsPIC30F2010具有6個速率為1 Ms／s的A／D轉換器、1 kb的非易失性EEPROM數據存儲器、4個輸入捕獲通道以及6路獨立輸出的電機控制專用PWM通道…，是一款無刷直流電動機控制的專用數字信號處理芯片。
dsPIC30F2010外圍電路如圖2所示，電位計R105用于選擇給定轉速，通過隔離電路反饋到輸入捕獲通道的三相霍爾位置信號可實時計算正弦調制波的周期和反饋轉速。給定轉速和反饋轉速的差值經過PID】調節后對正弦波周期和幅值進行控制。
1．2電機起動
在無刷直流電動機起動時，霍爾位置信號頻率很低，容易引起周期計數器的溢出而使得周期計算失準，影響反饋速度的測量。因此，在電機起動之初，系統用以SGl525為核心的PwM生成單元，生成兩路互補的PwM信號，通過cPLD與三相HaIl位置信號進行邏輯綜合后，控制三相全橋逆變器的六只功率管的導通和關斷，實現無刷直流電動機方波起動。當反饋轉速測量值Nmea達到100r／min時，切換到正弦波驅動。
1．3邏輯單元設計
系統上電后，默認Inf信號為低電平，電機按照方波模式起動，以EPM7064為核心的邏輯單元綜合由PwM生成單元發出的兩路互補的PwM信號，相HaLL位置信號，正反轉信號、故障信號，發出六路PwM信號，無刷直流電動機進行開環方波起動。同時，控制單兀實時計算正弦調制波的周期和幅值，并通過不對稱規則采樣法生成六路SPWM信號，但由于CPLD此時將止弦波驅動通道封鎖而未執行正弦波驅動。
當控制單元計算的反饋轉速nmea達到一定值后(此值在單片機程序中已經預置為約100 r／min，并且可調)，dsPIC30F2010信號置高，通知EPM7064封鎖兩路PwM輸入，打開六路sPwM輸入通道，并通過綜合sPWlVI信號、Hall位置信號和故障信號，使系統切換到轉速閉環的sPWM驅動模式。從方波起動到正弦波驅動的過程約幾十毫秒。
1．4驅動單元設計
驅動單元由IR2130和少量的外圍電路構成，用于將邏輯單元的輸出信號進行放大，以控制三相逆變器的六只功率管按相應的規律導通和關斷。另外IR2130可通過采樣電阻R2(0．22Ω／2 W)實時采樣逆變器直流母線的電流，并經過內部比較器與內置的 0．5 v基準電壓進行比較：如果采樣電流經放大后的電壓信號大于基準電壓，則IR2130的8腳變低，輸出過流保護信號，發送給邏輯單元對系統進行故障綜合與保護。
2系統軟件設計
控制單元軟件設計如圖3所示。
2．1正弦調制波周期、幅值的計算
用c編寫的dsPIC30F2010程序，將Hall B對應的捕獲n PB設置為雙沿捕捉模式，將相鄰跳變沿時間間隔存放于變量TM中，其值對應正弦調制波周期的半值，并在每個TM開始時將定時器清零，以免計數器發生溢出{3}。如果對dsPIC30f2010的，系統時鐘(20 MHz)進行64分頻，則每個計數值代表3.2μs。所以有：
Tm=N×3.2 (1)
式中：Ⅳ為捕獲汁數器所計的脈沖數。
由此可對正弦調制波周期半值TM進行實時計算，由于系統采用的無刷直流電動機是3對極，因此1每個TM代表1/6機械周期。則
當nmeanref時，電機需要減速，相應減小SPwM的占空比，增大sPwM的周期.由于正弦調制波的幅值變量決定了輸出sPwM信號占空比的大小，兇而給定轉速nref與反饋轉速nmea的差值．經過10 ms執行一次的PID調節后輸出的合成控制量，可以作為正弦波幅值的給定控制量用于補償轉速誤差{1-3}
轉子區間計算提供電機當前轉向，用于確定轉速計算值的正負。每60°。電角度劃分為一個轉子區問，與相應的三相霍爾信號邏輯組合對應，在程序中分別用 o～5進行轉子區間標識，并用當前區間與上一區間進行比較的方式確定當前轉向，如表1所示、
2．2六路SPWM信號的生成
在獲得正弦調制波周期和幅值后，設載波比N=36(為保證三相sPwM波對稱，N****選3的倍數)，根據不對稱規則法的采樣原理有{4}：
式中：M為正弦波與三角波的幅值之比；N為正弦波與三角波的周期之比；；TAK,TK,TCK為SPWM開關時刻,TC為三角載波周期(s).
實時計算得到的TM值和10 ms執行一次的PID運算結果將分別用于計算和更新式(3)中的TC和M。將式（3）計算得到的三相sPwM信號每個正弦調制波正半周期內36個脈沖的開關時刻制表存于EEPROM中，以備查用。
比較定時器以實時計算的TC/2值為周期，并設置為雙更新連續增減計數模式，使得在定時器下溢和周期匹配時都產生中斷，在中斷服務子程序將Tak,tbk,tck,分別寫入三個占空比寄存器，Pwm輸出設置為低有效(IR2130驅動輸入為低有效)當計數器中的數與三個占空比寄存器中任一個數匹配時，對應相輸出低電平．當B相開關時刻表中最后一個開關時刻被寫入占空比寄存器時(即K=N-1)，封鎖當前輸出通道sPwMBH(sPwMBl)，切換到SPWMBL(sPWMBH)輸出，A,C相也相同，這樣便得到上下管交替導通180。的六路sPwM信號。
3仿真和實驗
3 1仿真結果及分析
根據上述sPWM驅動原理，在典型正弦波無刷直流電動機仿真模型的基礎上，結合PwM生成模塊、控制模塊、三相全橋逆變器模塊，構建_r基于simulihk的正弦波驅動BLDcM系統仿真模型，如圖4所示。
以看出，在0．05 s處進行方波起動到正弦波驅動的切換。六只功率管由切換前方波起動的120。導通，平滑過渡到正弦波驅動時每相上下管的180。交替導通換相。在E下管換相時插入的2μs死區時問，可有效避免了上下管直通。由于系統不斷通過Hall位置信號檢測轉子位置信息，因而切換瞬問線電壓能夠平滑過度，實現了工作模態的“軟”切換。
3 2實驗結果及分析
實驗采用數字式線性直流穩壓電源(MOTEcHLPS-305)，數字式示波器(Tektronix TDs2024)，無刷直流電動機實驗電機為3對極、額定電壓28 v、額定轉速1000r／min，采用正弦波無刷直流電動機控制器進行實驗。其方波起動到正弦波運行切換前后的換相邏輯和線電壓結果如圖6所示。
由圖6的實驗波形可以看出，實驗證明了該方法實現了“軟”切換，即能夠在切換前方波起動的120。導通到切換后正弦波驅動的180。導通之間平滑過渡。由于在方波起動的過程中，單片機已經丌始監控Hall的跳變沿，且據此計算出tc和M并不斷更新開關時刻表，只是由cPLD對sPwM輸出進行封鎖而未執行，只要TC足夠小(速度夠大)，單片機會發出inf信號(圖2)通知cPLD打開sPwM輸出通道，由于cPLD打開通道這一動作幾乎不需要時間(nm級)，因而過渡平滑。另外，由于載波比Ⅳ取得較大，圖6b中線電壓波形在切換后正弦化程度較高，達到了正弦波驅動的目的。
4結語
本文給出了基于dsPIc30F201O單片機的sP—wM波驅動無刷直流電動機的控制策略以及軟、硬件設計方法，仿真和實驗結果表明所設計的正弦波驅動無刷直流電動機控制系統能夠實現方波驅動120。導通和正弦波驅動180。驅動之間的平滑切換，并且正弦波驅動時線電壓波形正弦化程度較高，具有優良的控制性能。由于控制系統避免了高分辨率轉子位置傳感器的使用，達到了降低正弦波驅動成本的目的。
與方波驅動器相比，本系統具有更低的轉矩紋波、更小的音頻噪聲和更優良的控制性能，為進一步拓展正弦波驅動的應用范圍開拓了更廣闊的空間。
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